【标题】：Millimeter Wave Mobile Communications for 5G Cellular: It Will Work!
【作者】：T. S. Rappaport, S. Sun, R. Mayzus, H. Zhao, Y. Azar, K. Wang, G. N. Wong, J. K. Schulz, M. Samimi, and F. Gutierrez
【来源】：IEEE Access, 2013, 1; 1, 335-349
【翻译】：黑烧碱

Abstract:

无线运营商面临的全球带宽短缺促使未来宽带蜂窝通信网络探索未充分利用的毫米波（mm波）频谱。然而，对于人口密集的室内和室外环境中的细胞毫米波传播知之甚少。获取此信息对于使用毫米波频谱的未来第五代蜂窝网络的设计和操作至关重要。在本文中，我们介绍了用于测量的新型毫米波蜂窝系统，方法和硬件的动机，并提供了各种测量结果，显示在基站和移动设备上采用可操纵定向天线时可以使用28和38 GHz频率 。

I.Introduction

移动数据增长的快速增长和智能手机的使用为无线服务提供商克服全球带宽短缺带来了前所未有的挑战[1]，[2]。由于今天的蜂窝提供商试图为无线设备提供高质量，低延迟的视频和多媒体应用，因此它们仅限于700 MHz至2.6 GHz范围内的载波频谱。如表I所示，所有蜂窝技术的全球频谱带宽分配不超过780MHz，其中每个主要无线提供商在其可用的所有不同蜂窝频带上具有大约200MHz。使用较旧的低效手机以及拥有较新智能手机的客户为旧版用户提供服务需要在相同的限带范围内同时管理多种技术。目前，为运营商分配的频谱被分解成不相交的频带，每个频带拥有不同的无线电网络，具有不同的传播特性和建筑物穿透损耗。这意味着基站设计必须服务于具有不同小区站点的许多不同频段，其中每个站点具有多个基站（每个频率或技术用途一个，例如，第三代（3G），第四代（4G）和长期演进 -高级（LTE-A））[3]，[4]。为了获得新的频谱，可能需要通过国际电信联盟（ITU）和美国联邦通信委员会（FCC）等监管机构进行十年的管理。当频谱最终获得许可时，现有用户必须离开频谱，导致进一步延迟并增加成本。

表I  当前的2G，3G，4G和LTE-A频谱和带宽分配[5]

移动宽带网络需要支持不断增长的消费者数据速率需求，并且需要解决预测流量的指数增长。高效的无线接入技术与更多的频谱可用性相结合，对于实现无线运营商所面临的持续需求至关重要。

A. The Wireless Evolution

到目前为止，美国已经采用了四代蜂窝通信系统，自1980年左右以来每10年左右就出现一次新的移动发电系统：1981年的第一代模拟FM蜂窝系统; 1992年的第二代数字技术，2001年的3G和2011年的4G LTE-A [6]。表II总结了从1G到4G的演变。

表II 1G到4G蜂窝系统的要求和现实[7]

第一代蜂窝网络是为语音通信设计的基本模拟系统。通过使用数字调制和时分或码分多址，在2G系统中实现了向早期数据服务和提高频谱效率的转变。3G通过使用宽带码分多址（W-CDMA）和高速分组接入（HSPA）等技术，引入了高速互联网接入，高度改进的视频和音频流功能。HSPA是两种移动电话协议（高速下行链路分组接入（HSDPA）和高速上行链路分组接入（HSUPA））的融合，其扩展并改善了利用WCDMA协议的现有3G移动电信网络的性能。改进的3GPP（第三代合作伙伴计划）标准，Evolved HSPA（也称为HSPA +）于2008年底发布，随后于2010年开始全球使用.HSPA已在150多个国家/地区由350多家通信服务提供商（CSP）部署）在多个频段上，现在是全球销售最广泛的无线电技术[8]，尽管LTE正在迅速缩小差距。

国际移动电信高级（IMT-Advanced）标准是由ITU定义的下一代移动通信技术，其功能包括超过IMT-2000（3G）移动通信的能力。国际电联将IMT-Advanced称为4G移动通信技术，但应该指出的是，没有普遍接受的4G术语定义。3GPP开发了LTE无线接入技术，以提供完全支持4G的移动宽带平台[9]。LTE是基于正交频分复用（OFDM）的无线电接入技术，其支持高达20MHz的可扩展传输带宽和先进的多天线传输。作为支持4G系统中高数据速率的关键技术，多输入多输出（MIMO）可实现多流传输，实现高频谱效率，改善链路质量，并通过自适应波束成形自适应辐射模式以实现信号增益和干扰抑制使用天线阵列[10] - [11] [12]。HSPA和LTE的融合将增加两个系统的峰值移动数据速率，数据速率超过100 Mbps，并且还将允许两种技术之间的最佳动态负载平衡[8]。

随着移动宽带通信容量需求每年急剧增长，无线运营商必须做好准备，到2020年支持总移动流量增加一千倍，这要求研究人员寻求更大容量并寻找4G以外的新无线频谱标准[13]。为了改善现有的LTE网络，无线技术路线图现在扩展到IMT-Advanced，其LTE-Advanced定义为满足IMT-Advanced要求，理论上这些要求的峰值吞吐率将超过每秒1千兆位（Gbps）。LTE-Advanced支持具有共存的大型宏，微小和微微小区以及Wi-Fi接入点的异构网络。通过自组织功能和中继器/继电器实现低成本部署。

随着第五代（5G）的开发和实施，我们认为与4G相比的主要差异将是在未开发的毫米波频段使用更大的频谱分配，在移动设备和基站使用高定向波束形成天线，更长 电池寿命，较低的中断概率，覆盖区域较大部分的更高比特率，较低的基础设施成本，以及许可和未许可频谱中许多同时用户的更高总容量（例如，Wi-Fi和蜂窝的融合）。5G的骨干网络将从铜缆和光纤转移到毫米波无线连接，允许基站之间的协作快速部署和网状连接。

B. Early Global Activities for Beyond 4G (B4G) and 5G Wireless

无线通信系统的发展需要全球合作，涉及全球移动通信公司和政府。韩国电子和电信研究所（ETRI）积极推动4G系统的发展。2002年，ETRI的移动通信研究实验室（MCRL）启动了HSPA 4G无线传输系统的研发，并提出了4G无线移动通信的愿景[14]。根据ETRI，4G系统将通过Systems Beyond IMT-2000（SBIMT）满足高移动性的100 Mbps数据速率要求，并将为低层和高层蜂窝系统提供高质量服务。

在21世纪初，旨在将语音和网络数据集成到基于IP的移动通信系统（即4G无线网络）中，Sun Microsystems工程师正在设计和实现基于移动IP的协议和工具，以实现安全，通用和响应无线通信技术[15]，[16]。

印度卡纳塔克邦政府与加利福尼亚州比佛利山的Charmed Technologies Inc.和印度卡纳塔克邦的软件技术园签署了一份谅解备忘录（MoU），以便在2001年开发“4G”无线技术[17]。

2005年，三星设想了更高数据速率的需求，以及数字多媒体和普适计算的最终融合[18]。三星的4G愿景主要集中在数字融合，包括实现双向高清电视，增加电子健康和电子教育服务，以及无处不在的无线网络服务。随着从固定宽带到移动宽带的演进，将实现更加融合，个性化，方便和无缝的安全服务，三星最近在毫米波无线领域做出了贡献[2]，[12]。

最近，韩国开展了一系列超越4G演变的研发活动[19]。它的目标是在2013年至2020年期间为超连接IT基础设施部署建立“Giga Korea”。这些活动包括收购更广泛的频谱，绿色网络和设备，专用网络以及新的网络拓扑和媒体[19]。

诺基亚西门子通信（NSN）与业界和研究合作伙伴一起开展了无线电研究活动，为3GPP LTE标准做出了贡献。NSN认为，随着数字处理能力，无线电实现带宽和光纤可用性的提高，无线电演进将继续发展。下一个进化阶段，超过4G，可能支持比2010年流量水平高出1,000倍的流量，峰值和小区边缘速率分别高于10 Gbps和100 Mbps，局域网的延迟小于1 ms [20 ]，将实现大规模小蜂窝（异构）部署，快速干扰协调和消除，认知无线电网络（CRN）和自组织网络（SON）[13]。此外，未来的网络可能需要各种无线电接入技术的组合，例如LTE，HSPA，Wi-Fi和B4G [13]。

英格兰萨里大学已经建立了一个5G移动技术的世界研究中心，其目标是扩大英国的电信研究和创新[21]。纽约大学（NYU）和NYU-Poly最近成立了纽约大学无线研究中心，为未来的毫米波无线设备和网络创造新技术和基础知识[36]。

C. A Millimeter Wave Solution for Future 5G Cellular Networks

尽管有可能部署最有效的无线技术的工业研究努力，无线行业最终将面临其当前部署的无线技术的压倒性容量需求，这是由计算和通信的持续进步和发现以及新客户手机的出现带来的。用例（例如需要访问互联网）。这种趋势将在未来几年内发生在4G LTE上，这意味着在2020年左右的某些时候，无线网络将面临拥堵，以及实施新技术和架构以正确满足运营商和客户持续需求的需求。由于计算机和通信技术的自然发展，每一代新一代蜂窝技术的生命周期通常都是十年或更短时间（如前所示）。我们的工作考虑了无线未来，移动数据速率扩展到每秒千兆位，通过使用可操纵的天线和可同时支持移动通信和回程的毫米波频谱，以及可能的蜂窝和 Wi-Fi服务。

最近的研究表明，毫米波频率可用于增强当前饱和的700 MHz至2.6 GHz无线电频谱带，用于无线通信[2]。经济高效的CMOS技术现在可以很好地运行到毫米波频段，移动和基站的高增益，可操纵天线，增强了毫米波无线通信的可行性[22]，[23] 此外，毫米波载波频率允许更大的带宽分配，这直接转换为更高的数据传输速率。Mm波频谱将使服务提供商能够显着扩展信道带宽，远远超出4G客户使用的当前20 MHz信道[1]。通过增加移动无线电信道的RF信道带宽，数据容量大大增加，同时数字流量的延迟大大减少，从而支持更好的基于互联网的访问和需要最小延迟的应用。由于波长小得多，Mm波频率可能利用极化和新的空间处理技术，例如大规模MIMO和自适应波束成形[24]。鉴于mm-wave提供的带宽和新功能的显着增长，基站到设备链路以及基站之间的回程链路将能够处理比人口密集区域中的当今4G网络更大的容量。此外，随着运营商继续减少小区覆盖区域以利用空间重用，并实施新的协作架构，例如协作MIMO，中继和基站之间的干扰减轻，每个基站的成本将随着它们变得更加丰富和更密集地分布而下降 在城市地区，无线回程对于灵活性，快速部署和降低持续运营成本至关重要。最后，与今天许多蜂窝运营商采用的脱节频谱相反，在700 MHz和2.6 GHz之间，蜂窝站点的覆盖距离在三个倍频程变化很大，毫米波频谱将具有相对更近的频谱分配 总之，使不同mm波段的传播特性更具可比性和“同质性”。目前，28 GHz和38 GHz频段可提供超过1 GHz带宽的频谱分配。这些被许可人最初打算在1990年代后期用于本地多点分发服务（LMDS），可用于移动蜂窝和回程[25]。

无线工程界的一个常见神话是，雨水和大气层使毫米波频谱对移动通信毫无用处。
然而，当人们考虑到今天的城市环境中的小区大小大约为200米这一事实时，很明显毫米波蜂窝可以克服这些问题。图 图1和图2示出了毫米波传播的雨衰和大气吸收特性。可以看出，对于大约200μm的单元尺寸，大气吸收不会对mm波产生显着的附加路径损耗，特别是在28GHz和38GHz。由于28 GHz的蜂窝传播的强降雨率为1英寸/小时，预计仅有7 dB / km的衰减，这相当于200 m距离上的衰减仅为1.4 dB。许多研究人员的工作已经证实，对于小型细胞，对于小距离（小于1 km），雨衰对28 GHz至38 GHz的毫米波传播的影响最小[26]。

图1  在各种降雨率下，各种频率下的降雨量以dB / km为单位[26]。对于25毫米/小时（约1英寸/小时）的非常大的降雨量，28 GHz的雨衰衰减为7 dB / km。如果小区覆盖区域的半径为200米，则雨衰将降至1.4 dB。

图2  毫米波频率的大气吸收，单位为dB / km [1]。大气吸收引起的衰减在28 GHz时超过200 m时为0.012 dB，在38 GHz时超过200 m时为0.016 dB。从70到100 GHz和125到160 GHz的频率也有很小的损失。

D. MM-Wave Cellular Measurements: Understanding the Channel

未来的无线技术必须在大多数城市环境中进行验证，例如纽约市。为了提高容量和服务质量，蜂窝网络架构需要支持更高的空间重用。大规模MIMO基站和小小区接入点是未来蜂窝网络的两种有前景的方法。大规模MIMO基站在现有的宏基站分配天线阵列，可以准确地将传输的能量集中到移动用户[24]。小小区通过覆盖一小层小小区接入点来卸载来自基站的业务，这实际上减少了发射机和用户之间的平均距离，从而降低了传播损耗，提高了数据速率和能效[24]。这两个重要的趋势都很容易得到支持，事实上，通过转向毫米波频谱可以增强这一趋势，因为微小的波长允许将数十到数百个天线元件放置在相对较小的物理平台上的阵列中。基站或接入点，以及对小小区的自然演进确保毫米波频率将克服由于下雨引起的任何衰减。

了解无线电信道是开发未来毫米波移动系统以及回程技术的基本要求。通过对渠道的深入技术理解，研究人员和行业从业者可以探索空中接口，多址，架构方法的新方法，包括合作和干扰缓解以及其他信号增强技术。为了创建毫米波多径信道的统计空间信道模型（SSCM），必须在典型和最差情况下的操作条件和环境中进行大量测量。我们在纽约市的城市环境和德克萨斯州奥斯汀的郊区环境中进行了广泛的传播测量，以便了解毫米波通道。

 II.28 GHz Building Penetration and Reflection Campaign in New York City

A. 28 GHz Broadband Channel Sounding Hardware

使用具有2.3 ns多径分辨率的400 Mcps滑动相关器声道探测器，我们在2012年在纽约市以28 GHz进行了广泛的毫米波传播测量。发射器（TX）和接收器（RX）的框图如图1所示。3.使用伪随机噪声（PN）序列滑动相关器作为探测信号，将其调制到5.4 GHz中频（IF），并在与22.6 GHz本地振荡器（LO）混频后上变频到28 GHz，以类似于[27]的方式。发射机功率为+ 30dBm（低功率毫微微蜂窝基站的典型值），馈送到可操纵的10°波束宽度24.5 dBi喇叭天线或30°波束宽度15 dBi喇叭天线，机械旋转。接收器使用与发射器相同类型的喇叭天线。为了实现增加测量动态范围以增加覆盖距离，我们使用了滑动相关器扩频系统[5]。使用最方向的喇叭天线，发射器和接收器之间的总测量动态范围约为178 dB，以便获得10 dB的SNR，大约是未来小型蜂窝的数量级。所有传播测量设备都使用了各种建筑物提供的交流电源插座，从而避免了任何电池耗尽问题。

图3  （a）TX和（b）RX的方框图，用于纽约市28 GHz的毫米波传播测量。

B. 28 GHz Building Penetration and Reflection Measurement

为了理解城市地区的毫米波传播环境，室内和室外都需要具有典型光滑和粗糙表面的普通建筑材料的信号穿透和反射特性[26]。我们在整个2012年夏天在纽约市进行了28 GHz的穿透和反射测量[28]。普通材料的渗透和反射测量在纽约市纽约大学校园的三个地点进行：（a）位于布鲁克林的2个MetroTech中心（MTC）的10层，（b）布鲁克林的Othmer宿舍楼（ORH）， （c）曼哈顿的Warren Weaver Hall（WWH）[28]。该活动中使用的信道探测硬件的框图如图3所示。

通过首先执行5米自由空间参考测量导致75.3dB路径损耗，然后将TX和RX定位在测试材料的相对侧上相同距离来收集通过建筑材料的穿透损失。测试渗透损失的材料包括：着色玻璃，砖，透明无色玻璃和干式墙。表III总结了这些常见建筑材料的渗透损失结果[28]。如表III所示，有色玻璃和砖柱（城市建筑物的典型外表面）的穿透损耗分别高达40.1 dB和28.3 dB。这说明了对于户外发射器来说，毫米波的建筑穿透将是困难的，因此在室外和室内网络之间提供高隔离。另一方面，普通室内材料如透明无色玻璃和干式墙仅分别具有3.6dB和6.8dB的损耗，这些损耗相对较低。

表III 28 GHz时各种常见建筑材料的穿透损失总结。两个喇叭天线都具有24.5 dBi增益，10°半功率波束宽度[28]

除了针对单个材料的穿透测量之外，还通过典型办公环境中的多个障碍物进行穿透测量，以确定总体平均分区损失，如[29]中使用“主要射线追踪”所做的那样，其中在单个射线之间绘制单个射线。通过测量确定TX和RX以及障碍物的衰减。如图4所示，办公楼环境中的多个室内障碍物使用8个RX位置来表征，其中选择每个RX位置以确定穿过增加的障碍物层的穿透。分区层包括多个墙壁，门，小隔间和电梯组（RX 8）[28]。我们使用较低的TX功率，将最大可测量路径损耗限制在约169 dB。

图4  位于纽约布鲁克林2 MetroTech中心10楼的办公环境中通过多个障碍物进行的穿透测量图。TX位置由黄色星表示，可以获取信号的RX位置由绿色圆圈表示，并且可以检测到弱信号的RX位置是红色三角形。黑十字表示停电[28]。

表IV概述了TX和RX之间的障碍物的数量和类型，以及典型办公环境中由多个障碍物引起的28 GHz穿透损失结果。请注意，RX位置按增加的TX-RX间隔距离排序。
数据分为三个小节：获取的信号（列出值），检测到信号，未检测到信号。获得的信号被定义为SNR足够高以便精确采集的位置，即相对于5米自由空间测试的穿透损耗小于64dB。检测到的信号是SNR足够高以稍微区分信号与噪声但不足以获得的强度的位置，即相对于5m自由空间测试在64dB至74dB之间的穿透损耗。未检测到信号表示中断，其中穿透损耗比5米自由空间测试至少高74 dB。如表IV所示，穿透损失并不很大程度上取决于TX-RX分离距离，但主要取决于障碍物的数量和类型。TX-RX分离距离为25.6米和11.4米的RX站点的测量穿透损耗几乎相同，为45.1 dB; 然而，距离为25.6米的场地有四个墙和两个隔间的障碍物，而另一个距离为11.4米的场地有三个墙和一个门的障碍物。请注意，在RX站点发现一次中断，间隔距离为35.8 m，这是大间隔距离和RF波无法穿透金属电梯组的结果。

表IV 28 GHz办公环境中多个室内障碍物的穿透损失。弱信号由SNR足够高以区分信号与噪声但不足以获取信号的位置表示，即相对于5m自由空间测试，穿透损耗在64dB至74dB之间。没有检测到信号表示中断，相对于5米自由空间测试，穿透损耗大于74 dB [28]

表V总结并比较了普通室内和室外建筑材料的反射系数。如表V所示，与透明的无色玻璃和干式墙相比，室外材料对着色玻璃的反射系数为0.896，对于10°入射角的混凝土为0.815，反射系数较低，为0.740和0.704，分别。ORH室外着色玻璃的结果一致表明，大部分信号（= 0.896）被反射，无法穿透玻璃。相比之下，位于MTC建筑物内部的透明无色玻璃具有较小的反射系数（= 0.740），与ORH室外着色玻璃的40.1 dB损耗相比，仅有3.9 dB的穿透损耗。室外建筑材料的高穿透损耗和室内材料的低衰减表明，RF能量可以包含在建筑物内的预期区域中，从而减少干扰，同时使室外到室内建筑物穿透更加困难。图5显示了28 GHz下普通建筑材料的穿透和反射测量照片。

图5  ORH室外有色玻璃的28 GHz反射测量图像（左上角），ORH室外混凝土墙（右上角），MTC室内透明无色玻璃（左下角）和ORH着色玻璃的穿透损耗测量（ 右下）[28]。

表V 28 GHz各种常见建筑材料反射系数的比较。两个喇叭天线都具有24.5 dBi增益，10°半功率波束宽度[28]

III.28 GHz Urban Propagation Campaign in New York City

A. Measurement Procedure

图3的硬件系统用于纽约市的室外传播测量活动。我们在布鲁克林市中心的纽约理工大学校园中选择了一个TX和11个RX测量位置。TX和RX之间的距离范围为75米到125米。在曼哈顿的纽约大学校园内，选择3个TX和75个RX位置（每个TX站点有25个RX站点），TX-RX分离从19米到425米不等，以模拟未来的蜂窝基站。在布鲁克林的三个测量位置，RX在半波长（5.35mm）增量的10个波长（107mm）的自动线性轨道上移动，以研究小规模信号电平变化，即小规模衰落。在每个轨道位置，以10°（如果使用10°波束宽度24.5 dBi窄波束喇叭天线）或30°（如果使用30°波束宽度15 dBi宽波束喇叭天线）执行360°方位角扫描）。在布鲁克林的其余8个RX位置和使用24.5 dBi窄波束天线的所有曼哈顿测量中研究了大规模传播特性。在每个TX和RX位置，对从视轴到接收器的三个不同TX方位角（-5∘，0°和+5∘）以及对于三个不同的RX仰角-20∘，0°进行了大量测量，和+20∘在TX和RX之间创建九种可能的天线指向组合。对于九个天线指向组合中的每一个，RX天线在方位角平面上以10°步长扫描360°，并且如果接收到能量则记录测量结果。最后，在所有布鲁克林RX站点进行交叉极化测量，其中测量垂直和水平电极化场。

在曼哈顿和布鲁克林的纽约大学校园周围的纽约市进行传播测量。每个位置都有可能收集所有组合的324个功率延迟曲线（PDP）（36个RX方位角，3个TX方位角和3个RX仰角）。并非所有方位角都产生可检测的信号。

B. Path Loss and Signal Outage Analysis

鉴于高度反射的室外环境，PDP对于视距（LOS）和非视距（NLOS）环境都显示出大量的多径和大的过量延迟。LOS环境中可解析多径分量的平均数为7.2，TX-RX分离小于200米的标准偏差为2.2。TX-RX间隔小于100米的NLOS测量表明，平均接收多径分量为6.8，标准偏差等于LOS情况。在LOS环境中，52米分离，观察到大的753.5 ns过量延迟，超过423米的NLOS过量延迟扩展到1388.4 ns。虽然这些结果并不常见，但这些情况证明足够的信号强度可以通过长距离的高反射环境传播以创建TX-RX链路。当计算所有位置的路径损耗时，最佳LOS路径损耗指数（PLE）为n = 1.68（这里“最佳”表示“最小”）。在纽约市获得的所有测量结果产生的LOS PLE为n = 2.55（其中包括许多情况，其中TX和RX之间具有光学LOS环境，但定向天线未在瞄准线上精确排列）。所有NLOS位置的平均PLE增加到n = 5.76，如图6所示。然而，当将TX和RX定向天线指向每个RX位置的最佳角度组合时，NLOS PLE显着降低，从而产生平均值n = 4.58的“最佳”NLOS PLE，路径损耗的改进为11.8 dB /十倍，这对于范围扩展的蜂窝提供商来说是重要的。通过在任何位置找到最佳天线方向，n = 4.58的NLOS PLE几乎与当今700 MHz~2.6GHz频段中经历的NLOS路径损耗相同[30]。

图6 测量的路径损耗值相对于28 GHz室外蜂窝信道的5 m自由空间路径损耗。使用24.5dBi窄波束天线测量这些路径损耗值。天线在方位角平面上旋转，以10°增量步长记录测量值。图例中的值代表每个环境的PLE（LOS和NLOS）[31]。

在纽约曼哈顿进行了停电研究，以找出无法检测到能量的位置和距离[31]。如图7所示，该地图被划分为对应于TX位置的扇区。所有情况下RX获取的信号都在200米以内。虽然距离TX 200米范围内的大多数RX位置检测到信号，但在某些情况下，信噪比（SNR）不足以使硬件获取信号。在曼哈顿进行的测量中，发现57％的位置是由于通道的阻塞性而中断，大部分中断发生在距离TX超过200米的位置。

图7  地图显示半径为200米的所有曼哈顿覆盖小区及其不同的扇区。记录来自三个TX位点（黄色恒星）中的每一个的25个RX位点中的每一个的测量值。获得的信号意味着检测并获取信号。检测到的信号意味着检测到信号，但是低SNR阻止了系统的数据采集[31]。

中断概率受发射功率，天线增益以及传播环境的影响很大。图8显示了基站的最大覆盖距离与组合的TX-RX天线增益之间的关系。为了计算最大覆盖距离，我们从总可测量路径损耗178 dB（使用两个24.5 dBi天线获得）中减去49 dBi组合天线增益，从而产生没有天线增益的动态范围。由于我们的系统在可靠的检测水平上需要大约10 dB的SNR，因此实际的最大可测量路径损耗为119 dB而不包括天线增益，并且这用于计算与各种天线增益相对应的覆盖距离。四条蓝色曲线表示PLE的情况等于3,4,5和5.76。图8中的红色方块突出显示了对应于两个15 dBi喇叭天线和TX和RX处的24.5 dBi喇叭天线的覆盖距离。显然，最大覆盖距离随着天线增益的增加和PLE的减小而增加。例如，当组合的TX-RX天线增益为49 dBi时，无线电波可在高度受阻的环境中传播约200 m，PLE为5.76，这与我们的测量值（200 m）非常吻合。这表明我们可以通过增加天线增益来扩大基站的覆盖区域，并且在LOS条件下可以使用更少的天线增益（或TX功率）。

 

 图8  28 GHz时的最大覆盖距离，119 dB最大路径损耗动态范围，无天线增益和10 dB SNR，作为路径损耗指数n的函数。

C. 28 GHz AOA and AOD Analysis

通过采用高定向可控喇叭天线来模拟天线阵列，我们能够获得确定AOD发射机和AOA接收机的多径角扩展所需的到达角（AOA）和出发角（AOD）数据。
。通过完成TX和RX天线的360°穷举扫描，我们能够确定具有最高接收功率的角度。在分类为LOS，部分阻碍LOS和NLOS的环境中收集的数据为空间信道模型的开发提供了基础。路径损耗和均方根（RMS）延迟扩展可用于精确表征信道[31]。

图9展示了曼哈顿市中心Greene和Broadway拐角处RX处的接收功率的极坐标图，该位置被归类为NLOS环境。TX和RX之间的距离为78米。在该图中，每个点表示在相应的RX方位角处以dBm（在极坐标图的半径上表示）的接收功率电平。可解析的多径分量的数量，相对于5m自由空间参考的以dB为单位的路径损耗，以及以纳秒为单位的RMS延迟扩展在图的外围从左到右显示。可以看出，在36个RX方位角中的22个中成功建立了TX-RX链路。此外，很明显，在许多不同的指向角存在大量的多径分量，提供了很大的多样性，可用于未来5G系统中的波束组合和链路改进。

图9  极坐标图显示NLOS位置的接收功率。该图显示了在五层Kaufman建筑物上的TX（78米T-R分离）处的绿洲和百老汇的RX处的AOA测量。极坐标图显示以dBm为单位的接收功率，可分辨多径分量的数量，相对于5 m自由空间参考的以dB为单位的路径损耗，以及具有不同RX方位角的RMS延迟扩展[31]。

通过沿着10个波长（107mm）的小规模线性轨道以半波长（5.35mm）增量移动RX，同时将TX固定在某个位置[32]，也已经探索了小规模衰落。图10示出了针对最强接收功率的TX-RX角度组合的小规模衰落的3D功率延迟分布。最大和最小接收信号功率分别为-68dBm / ns和-74dBm / ns，仅产生±3dB衰落变化。该结果表明，小规模轨道上的移动对AOA或多径信号的接收功率水平几乎没有影响。

图 10  在28 GHz的10波长线性轨道上测量功率延迟曲线。RX距离TX有135米。TX和RX指向最大信号功率。使用24.5 dBi喇叭天线，轨道步长为半波长，TX和RX的波束宽度为10.9°。

IV.38 GHz Cellular Urban Propagation Campaign in Austin

A. 38 GHz Broadband Channel Sounding Hardware and Measurement Procedure

在奥斯汀的38 GHz传播测量活动中采用了800 MHz零到零带宽扩频滑动相关器信道发声器。PN序列分别在TX和RX处以400 Mcps和399.9 Mcps运行，以提供8000的滑动因子和足够的处理增益[33]。PN序列由5.4 GHz IF信号调制，该信号输入到包含LO倍频器的上变频器，以产生37.625 GHz的载波频率，在TX天线之前输出功率为+ 22dBm。在TX处使用具有7.8°半功率波束宽度的25-dBi增益Ka波段垂直极化喇叭天线，并且相同的天线（以及更宽的波束13.3-dBi增益（49.4°波束宽度）垂直极化喇叭天线）是用于RX。最大可测路径损耗约为160 dB [23]，[33] - [34] [35]。

在德克萨斯州奥斯汀的德克萨斯大学主校区进行38 GHz蜂窝传播测量[33]。TX位置分布在四个不同高度的屋顶上，WRW-A（23米），ENS-A（36米），ENS-B（36米）和ECJ（8米）。对于每个测量位置，总共测量了43种TX-RX组合，最多12种不同的天线配置[33]。RX定位于许多LOS，部分阻挡LOS，以及代表室外城市环境的NLOS位置，包括树叶，高层建筑以及行人和车辆交通。在每个接收器位置处，使用圆形轨道获取测量值，该轨道具有以45°增量分开的8个等间隔的局部区域测量点。圆形轨道的半径在沿着圆形轨道的连续点之间产生10λ的间隔距离。对于LOS链路，TX和RX在方位角和仰角上都直接相互指向。然后对每个完整轨道测量的捕获的PDP进行平均，并选择新的RX位置。在圆形轨道上进行NLOS条件，并进行随后的360°方位角穷举信号搜索。

B. 38 GHz Outdoor Measurement Results

当RX方位角在TX方位角的视轴范围内在-20∘和+20∘之间时，AOA测量结果最为常见[34]。在检查每个相应TX的所有RX位置的数据之后，显示较低的基站高度更可能具有更多的链路以改变TX方位角。但是，RX的站点特定位置会影响观察到的AOA和多径响应。为未来的基站设计将需要特定于站点的部署技术。

使用13.3 dBi和25 dBi喇叭天线确定奥斯汀38 GHz的路径损耗[35]。对于所有TX位置，ECJ的测量使用两个天线产生最高的路径损耗。测得25 dBi喇叭天线的LOS PLE为n = 2.30，测得NLOS PLE为n = 3.86，如图11所示。与28 GHz曼哈顿的测量结果相比，LOS PLE和NLOS PLE分别为2.55和5.76，显然在奥斯汀的轻度城市环境中38GHz的PLE相当低。

图11  在38 GHz使用25 dBi Rx天线的路径损耗散点图。LOS和NLOS测量的路径损耗指数分别为2.30和3.86，而最佳NLOS链路的路径损耗指数为3.2 [35]。

分析38 GHz的RMS延迟扩展表明对天线增益敏感[23]，[33] - [34] [35]。虽然LOS和NLOS链路的所有累积分布函数（CDF）相似，但较低的天线增益显示具有较高的RMS延迟扩展，而25 dBi天线显示较低的延迟，具有较大的TX-RX分离。图12示出了作为弧长函数绘制的25dBi和13.3dBi可控接收器天线的RMS延迟扩展。

 图12  RMS延迟扩展是38 GHz时弧长的函数。延迟扩展随着较长的弧长而减小，这表明在确定延迟扩展时距离超过了角度。然而，低弧长的特写表明角度在确定延迟扩展方面起着更大的作用[35]。
 

通过在奥斯汀进行停电研究，我们能够进一步确定较低的基站高度提供更好的近距离覆盖。通过比较高度分别为36米和18米的ENS和WRW，我们发现在200米的小区半径内没有发生中断。然而，超过200米，52.8％的位置是停电，10％属于WRW，27.3％属于ENS。200米的覆盖半径与在纽约市测量的半径相同，因此表明200米是未来5G毫米波蜂窝通信系统中非常可实现的小区尺寸[23]，[33] - [34] [35] 。

V.Statistical Models for RMS Delay Spread

图13显示了28 GHz纽约市测量值的RMS延迟扩展和TX-RX分离之间的关系。我们注意到RMS延迟扩展的最大值似乎大致均匀地达到170-m TX-RX分离，然后在距离大于170 m时减小。在相对较大的TX-RX分离处的延迟扩散是由多径引起的，这说明了纽约市密集城市环境的高度反射性质。然而，当TX和RX之间的距离太大（接近或超过200米）时，路径损耗太大，以至于发送信号的功率在到达RX之前下降到零，导致接收到的多路径更少或没有 。图14中示出了用于38GHz Austin测量的RMS延迟扩展和TX-RX分离之间的关系。如图14所示，对于TX-RX距离大于200m，仍然可以获取德克萨斯州奥斯汀的信号，并且 平均RMS延迟扩展远低于28 GHz，因此表明UT-Austin校园的城市环境相对稀疏，那里的建筑物较少，造成障碍物或反射。

图13  RMS延迟扩展作为所有链路的TX-RX分离的函数，使用纽约市28 GHz的所有可能的指向角。绿色星形和蓝色圆圈分别表示NLOS和LOS测量位置中的RMS延迟扩展。

图14 RMS延迟扩展作为所有链路的TX-RX分离的函数，使用德克萨斯州奥斯汀38 GHz处的所有可能的指向角。绿色星和蓝色圆圈分别表示NLOS和LOS环境中的RMS延迟扩展。

图15说明了在纽约市以28 GHz的RMS延迟扩展的累积分布函数（CDF）。在LOS情况下，TX和RX天线直接相互指向，并且存在很少的多径，从而得到 在几乎不存在的RMS延迟传播中。在NLOS情况下，大多数测量的多径分量的RMS延迟扩展低于200 ns，而有些则高达700 ns。作为比较，在德克萨斯州奥斯汀的38 GHz蜂窝测量中获得的NLOS情况下的平均和最大RMS延迟扩展分别为12.2 ns和117 ns（见图16），远低于28 GHz，进一步低于28 GHz。在德克萨斯州奥斯汀市测量的城市环境较不混乱，密度较低的地区展示了传播条件。

图15  使用纽约市密集城市环境中所有可能的指向角测量所有链路的28 GHz RMS延迟扩展的累积分布函数（CDF）。在所有TX-RX位置上的LOS和NLOS链路的CDF的特征在于LOS中的极低延迟扩展，以及NLOS中极大的可变扩展。

图16  使用在德克萨斯州奥斯汀测量的所有可能的指向角，所有链路的38GHz蜂窝信道的RMS延迟扩展的CDF [23]。

纽约市28 GHz处所有TX-RX位置组合的RMS延迟扩展与NLOS路径损耗的变化如图17所示。从图中可以清楚地看出，RMS延迟扩展随着路径损耗而增加，这是类似的[30]中的1.9 GHz结果。采用线性模型研究曼哈顿28 GHz测量的RMS延迟扩展与路径损耗之间的关系，其中σ表示特定路径损耗值的平均RMS延迟扩展（纳秒），PL为路径损耗。分贝范围从109 dB到168 dB。结合图6，路径损耗和RMS延迟扩展模型可用于预测微蜂窝毫米波通信系统中的中断范围。对于来自奥斯汀的38GHz测量数据，在图18中进行了类似的拟合，其中发现平均RMS延迟扩展在100dB到160dB的路径损耗范围内几乎相同（14ns）。

图17  RMS延迟扩展作为路径损耗的函数，在纽约市28 GHz的所有可行指向角上。蓝色三角形表示测量的RMS延迟扩展，红色线表示平均RMS延迟扩展的线性拟合。
 

图18  RMS延迟扩展作为路径损耗的函数，在德克萨斯州奥斯汀38 GHz处的所有可行指向角。蓝色三角形表示测量的RMS延迟扩展，红色线表示平均RMS延迟扩展的线性拟合。

VI.Conclusion

鉴于全球对蜂窝频谱的需求以及对毫米波移动通信的研究相对有限，我们在28 GHz和38 GHz进行了广泛的传播测量活动，以深入了解AOA，AOD，RMS延迟扩展，路径损耗 ，以及为未来毫米波蜂窝系统的设计建立穿透和反射特性。这项工作提供了在德克萨斯大学奥斯汀分校（38 GHz）和纽约大学（28 GHz）周围的城市环境中收集的数据。在28 GHz和38 GHz进行的中断研究表明，通过使小区半径为200米的基站可以实现一致的覆盖。由于城市环境密度较大，纽约市的路径损失大于奥斯汀。在室内建筑材料中，室外材料的反射系数显着提高，例如，有色玻璃的反射系数为0.896，而透明无色玻璃的反射系数为0.740。同样，纽约市户外材料的渗透损失也较大。由于信号不能容易地通过室外建筑材料传播，室内网络将与室外网络隔离，这表明可能需要安装数据淋浴，中继器和接入点以便在商业和住宅建筑的入口处进行切换。

通过观察纽约市繁重城市环境和德克萨斯州奥斯汀城市轻环境的测量路径损耗和延迟扩散值，我们发现传播参数存在很大差异。

由于密集城市环境的高度反射特性，纽约市的多径延迟扩散比奥斯汀大得多。

小规模衰落是城市蜂窝设计的关键因素，已经过测试，当使用高定向天线和400 Mcps信号时，接收功率和脉冲响应几乎没有变化。

在这些测量活动过程中收集的数据允许开发用于城市环境的统计信道模型，并且对于在未来十年中在毫米波波段开发5G蜂窝通信非常有价值。

ACKNOWLEDGEMENT

这项工作由三星DMC研发通信研究团队（CRT）和三星电信美国有限责任公司赞助。作者感谢George R. MacCartney，Shuai Nie和Junhong Zhang对这个项目的贡献，以及三星的研究人员，包括W. Roh，D。Hwang，S。Abu-Surru，F。Kahn和Z.Pi对他们持续的兴趣和对这项工作的支持。Hughes Research Laboratory和National Instruments提供了这项工作中使用的设备。作者还感谢纽约大学政府，纽约大学公共安全局和纽约警察局对这些测量的支持。测量在美国FCC实验许可证0040-EX-ML-2012下进行。

References

1. T. S. Rappaport, J. N. Murdock, F. Gutierrez, "State of the art in 60 GHz integrated circuits & systems for wireless communications", Proc. IEEE, vol. 99, pp. 1390-1436, Aug. 2011.

 Show Context View Article Full Text: PDF (10573KB) Google Scholar 

2. Z. Pi, F. Khan, "An introduction to millimeter-wave mobile broadband systems", IEEE Commun. Mag., vol. 49, no. 6, pp. 101-107, Jun. 2011.

 Show Context View Article Full Text: PDF (221KB) Google Scholar 

3. Spatial Channel Model for Multiple Input Multiple Output (MIMO) Simulations (Release 10), Mar. 2011.

 Show Context Google Scholar 

4. Guidelines for Evaluation of Radio Interference Technologies for IMT-Advanced, 2008.

 Show Context Google Scholar 

5. T. S. Rappaport, Wireless Communications: Principles and Practice, USA, NJ, Englewood Cliffs:Prentice-Hall, 2002.

 Show Context Google Scholar 

6. L. Xichun, A. Gani, R. Salleh, O. Zakaria, "The future of mobile wireless communication networks", Proc. Int. Conf. Commun. Softw. Netw., pp. 554-557, 2009-Feb.

 Show Context View Article Full Text: PDF (676KB) Google Scholar 

7. P. Rysavy, Transition to 4G: 3GPP Broadband Evolution to IMT-Advanced (4G), 2010.

Google Scholar

8. Long Term HSPA Evolution: Mobile Broadband Evolution Beyond 3GPP Release 10, 2010.

 Show Context Google Scholar 

9. LTE-A 4G Solution, Apr. 2011.

 Show Context Google Scholar 

10. A. F. Molisch, M. Steinbauer, M. Toeltsch, E. Bonek, R. Thoma, "Capacity of MIMO systems based on measured wireless channels", IEEE J. Sel. Areas Commun., vol. 20, no. 3, pp. 561-569, Apr. 2002.

 Show Context View Article Full Text: PDF (294KB) Google Scholar 

11. J. Fuhl, A. F. Molisch, E. Bonek, "A unified channel model for mobile radio systems with smart antennas", Proc. Inst. Electr. Eng.-Radar Sonar Navigat. Special Issue Antenna Array Process. Tech., vol. 145, no. 1, pp. 32-41, Feb. 1998.

 Show Context View Article Full Text: PDF (950KB) Google Scholar 

12. S. Rajagopal, S. Abu-Surra, Z. Pi, F. Khan, "Antenna array design for multi-Gbps mmwave mobile broadband communication", Proc. IEEE Global Telecommun. Conf., pp. 1-6, 2011-Dec.

 Show Context View Article Full Text: PDF (772KB) Google Scholar 

13. 2020: Beyond 4G: Radio Evolution for the Gigabit Experience, 2011.

 Show Context Google Scholar 

14. S. Hwang, D. Lyu, K. Chang, "4G vision and technology development in Korea", Proc. IEEE Int. Conf. Commun. Technol., vol. 1, pp. 26-27, 2003-Apr.

 Show Context View Article Full Text: PDF (126KB) Google Scholar 

15. All IP Wireless—All the Way, 2002.

 Show Context Google Scholar 

16. K. R. Santhi, V. K. Srivastava, G. SenthilKumaran, A. Butare, "Goals of true broad band's wireless next wave (4G-5G)", Proc. IEEE 58th Veh. Technol. Conf., vol. 4, pp. 2317-2321, 2003-Oct.

 Show Context View Article Full Text: PDF (382KB) Google Scholar 

17. L. George, "Another generation", Global Telephony, vol. 9, no. 2, pp. 1-10, Feb. 2001.

 Show Context Google Scholar 

18. Y. Kim, Global Competition Interconnectivity Smarter Customers and Deregulation, 2012.

 Show Context Google Scholar 

19. L. HyeonWoo, "4G and B4G R&D activities in Korea", Proc. Int. Mobile Commun. Symp., pp. 1-6, 2012-Sep.

 Show Context Google Scholar 

20. M. Cudak, A. Ghosh, T. Kovarik, R. Ratasuk, T. Thomas, F. Vook, P. Moorut, "Moving towards mmwave-based beyond-4G (B-4G) Technology", Proc. IEEE Veh. Technol. Soc. Conf., pp. 1-17, 2013.

 Show Context View Article Full Text: PDF (865KB) Google Scholar 

21. Y. Chen, S. De, R. Kernchen, K. Moessner, "Device discovery in future service platforms through SIP", Proc. IEEE Veh. Technol. Conf., pp. 1-5, 2012-Sep.

 Show Context View Article Full Text: PDF (659KB) Google Scholar 

22. F. Gutierrez, S. Agarwal, K. Parrish, T. S. Rappaport, "On-chip integrated antenna structures in CMOS for 60 GHz WPAN systems", IEEE J. Sel. Areas Commun., vol. 27, no. 8, pp. 1367-1378, Oct. 2009.

 Show Context View Article Full Text: PDF (2798KB) Google Scholar 

23. T. S. Rappaport, E. Ben-Dor, J. N. Murdock, Y. Qiao, "38 GHz and 60 GHz Angle-dependent Propagation for Cellular and peer-to-peer wireless communications", Proc. IEEE Int. Conf. Commun., pp. 4568-4573, 2012-Jun.

 Show Context View Article Full Text: PDF (683KB) Google Scholar 

24. F. Rusek, D. Persson, B. Lau, E. Larsson, T. Marzetta, O. Edfors, F. Tufvesson, "Scaling up MIMO: Opportunities and challenges with very large arrays", IEEE Signal Process. Mag., vol. 30, no. 1, pp. 40-60, Jan. 2013.

 Show Context View Article Full Text: PDF (2031KB) Google Scholar 

25. S. Y. Seidel, H. W. Arnold, "Propagation measurements at 28 GHz to investigate the performance of local multipoint distribution service (LMDS)", Proc. Global Telecommun. Conf., vol. 1, pp. 754-757, 1995-Nov.

 Show Context View Article Full Text: PDF (377KB) Google Scholar 

26. Q. Zhao, J. Li, "Rain attenuation in millimeter wave ranges", Proc. IEEE Int. Symp. Antennas Propag. EM Theory, pp. 1-4, 2006-Oct.

 Show Context View Article Full Text: PDF (3526KB) Google Scholar 

27. C. R. Anderson, T. S. Rappaport, "In-building wideband partition loss measurements at 2.5 and 60 GHz", IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 3, no. 3, pp. 922-928, May 2004.

 Show Context View Article Full Text: PDF (282KB) Google Scholar 

28. H. Zhao, R. Mayzus, S. Sun, M. Samimi, J. K. Schulz, Y. Azar, K. Wang, G. N. Wong, F. Gutierrez Jr., S. T. Rappaport, "28 GHz millimeter wave cellular communication measurements for reflection and penetration loss in and around buildings in New York City", Proc. IEEE Int. Conf. Commun., pp. 1-6, 2013-Jun.

 Show Context View Article Full Text: PDF (510KB) Google Scholar 

29. G. Durgin, T. S. Rappaport, H. Xu, "5.85-GHz radio path loss and penetration loss measurements in and around homes and trees", IEEE Commun. Lett., vol. 2, pp. 70-72, Mar. 1998.

 Show Context View Article Full Text: PDF (53KB) Google Scholar 

30. K. L. Blackard, M. J. Feuerstein, T. S. Rappaport, S. Y. Seidel, H. H. Xia, "Path loss and delay spread models as functions of antenna height for microcellular system design", Proc. IEEE 42nd Veh. Technol. Conf., vol. 1, pp. 333-337, 1992-May.

 Show Context View Article Full Text: PDF (525KB) Google Scholar 

31. Y. Azar, G. N. Wong, K. Wang, R. Mayzus, J. K. Schulz, H. Zhao, F. Gutierrez, D. Hwang, T. S. Rappaport, "28 GHz propagation measurements for outdoor cellular communications using steerable beam antennas in New York City", Proc. IEEE Int. Conf. Commun., pp. 1-6, 2013-Jun.

 Show Context View Article Full Text: PDF (1330KB) Google Scholar 

32. M. Samimi, K. Wang, Y. Azar, G. N. Wong, R. Mayzus, H. Zhao, J. K. Schulz, S. Sun, F. Gutierrez, T. S. Rappaport, "28 GHz angle of arrival and angle of departure analysis for outdoor cellular communications using steerable-beam antennas in New York City", Proc. IEEE Veh. Technol. Conf., pp. 1-6, 2013-Jun.

 Show Context View Article Full Text: PDF (949KB) Google Scholar 

33. T. S. Rappaport, F. Gutierrez, E. Ben-Dor, J. N. Murdock, Y. Qiao, J. I. Tamir, "Broadband millimeter wave propagation measurements and models using adaptive beam antennas for outdoor urban cellular communications", IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 61, no. 4, pp. 1850-1859, Apr. 2013.

 Show Context View Article Full Text: PDF (2015KB) Google Scholar 

34. J. N. Murdock, E. Ben-Dor, Y. Qiao, J. I. Tamir, T. S. Rappaport, "A 38 GHz cellular outage study for an urban campus environment", Proc. IEEE Wireless Commun. Netw. Conf., pp. 3085-3090, 2012-Apr.

 Show Context View Article Full Text: PDF (912KB) Google Scholar 

35. T. S. Rappaport, Y. Qiao, J. I. Tamir, J. N. Murdock, E. Ben-Dor, "Cellular broadband millimeter wave propagation and angle of arrival for adaptive beam steering systems (invited paper)", Proc. IEEE Radio Wireless Symp., pp. 151-154, 2012-Jan.

 Show Context View Article Full Text: PDF (842KB) Google Scholar 

36. T. S. Rappaport, NYU WIRELESS, 2013.

 Show Context Google Scholar