波导阵列天线学习笔记8 高增益、低轴比的3D打印Ka波段圆极化单脉冲天线阵列

摘要：

本文中，一种3D打印的16x16圆极化单脉冲天线阵列在Ka波段研究，有着高增益和低轴比的特点。此单脉冲天线阵列有着四个低剖面的左旋圆极化子阵列和一个顺序旋转的和差网络。这四个子阵列正交连接着和差网络的输出，保证了传统2D单脉冲天线阵列和顺序旋转网络之间的同时相位关系集成。为了验证设计的理念，一种16x16的单脉冲天线阵列样机被选择性激光烧结3D打印奇数单片制造(monolithically)。实测结果显示所提出的单脉冲天线阵列实现了对于和差输入信号的27.5-30GHz的共享带宽(回波损耗大于10dB)。左旋圆极化增益在带内轴比低于0.3dB的情况下增益达到了32.3dBic。零点深度约为-24dB并且整体效率高于70%。所提出的单脉冲天线阵列的优势，包括高增益，优秀的圆极化纯度，高效率和较大的(substantial)功率容量，特别适用于卫星通信系统。

索引词：

轴比，圆极化，比较器，单脉冲天线阵列，顺序旋转比较器网络

简介：

单脉冲天线阵列被广泛应用于通信和雷达系统由于他们在位置估计(estimation)和追踪能力的精度特性，被应用在许多场景，例如卫星通信，无线后端，民用无人机追踪，和自动驾驶，如图1所示。通常地，单脉冲天线阵列包含两个部分，一个比较器网络和一个辐射器阵列。比较器网络给辐射器阵列提供了同相和反相的激励信号，辐射器阵列则辐射辐射和差波束。和波束有着直接面向目标主波束的特点，而差波束在相同方向生成一个零点。通过分析和差信号之间的辐相差异，可以确定目标的精确位置。

在同时代的(contemporary)应用中，毫米波技术被拓展应用在单脉冲系统来获得一个高数据传输比和增强的分辨率。然而，在毫米波段显著的传播损耗不可忽视地限制了通信和检测的范围和距离。为了解决与毫米波相关的高空间衰减，把高增益性能集成到单脉冲阵列设计中是至关重要的。高增益单脉冲系统的传统设计通常包含反射器天线的使用。然而，他们的高剖面和较大的重量通常会造成提升的风阻和繁琐的(laborious)安装步骤。此外，单脉冲馈电器不能实现反射器同时对于和差波束的最优照明，造成减少的口径效率。另一方面，使用微带和基片集成波导技术来构建高增益单脉冲天线阵列体现出了很好的构造优势，包括减小的厚度，重量和与前端电路的无缝(seamless)集成。然而，这些单脉冲天线阵列的增益和效率由于介电损耗，特别是在毫米波段的，而被限制。在[16]中，一种Ka波段的SIW单脉冲天线阵列有着宽带宽和紧凑的体积。然而，当阵列规模从16x16增加到32x32时，增益仅仅从26.6dBi提成到了28.6dBi,然而辐射效率从41%下降到了21%。为了实现一种效率增强的单脉冲系统，空气填充的全金属平面单脉冲阵列，其同时有着低剖面的优势，引起了（garnered）越来越多的关注。在[17]中，一种基于间隙波导的单脉冲天线阵列有着约为27dBi的增益并在Ka波段实现了高于90%的效率。然而，天线阵列的加工依赖于高精度的CNC技术，导致了高的制造成本。为了降低成本并消除装配需求，3D打印技术已经在毫米波单脉冲天线阵列设计中得到了应用。使用选择性激光烧结技术，一种Ku波段的增益高达32.0dBi、效率为90%的单脉冲天线阵列在[20]中被研究。

与线极化单脉冲天线阵列相比。，圆极化对等物提供了对于由大气条件如云、雨、雾，特别是电离层引起的法拉第衰减效应。此外，他们帮助减轻(alleviate)在发射和接收天线之间的极化失配。在[24]中，一种使用扩散焊接(diffusion bonding)技术的全金属的平面天线阵列被强调了。256CP辐射器和比较器网络的集成实现了工作频带内低于3dB的轴比和高达32.4dBic的增益。最近，卫星通信系统的提升数量应用的由相邻的左旋圆极化和右旋圆极化提供的带内双圆极化来用于多工来提升信道容量。在这样的系统中，单脉冲天线阵列被用于接收从卫星传播而来的下行信号。因此，传统的3dB轴比不在与系统需求所对应。在工作频带内保持低于1.5dB甚至1dB的轴比值来提升极化隔离度至关重要。不幸地是，据我们所知，有着如此高圆极化纯度的单脉冲天线阵列很少被报道。

在本研究中，一种Ka波段圆极化单脉冲天线阵列被提出，有着高增益和显然很低的轴比。为了实现增强的效率和高增益，一种16x16的圆极化辐射层和低剖面功分网网络的全金属结构被引入。为了得到有着更高圆极化纯度的和差波束，一种新型的顺序旋转比较器网络被提出。此SRCN被设计来保证2D单脉冲比较器和顺序旋转网络之间的相位关系。此外，SLM打印的全金属结构保证了低成本下高效率和大的功率处理容量。使用制造样机的实测验证保证了优秀的带内特点，包括高于32.3dBic的LHCP增益和低于0.3dB的轴比。

本文架构如下。第二部分描述了所提出的16x16圆极化单脉冲天线阵列的结构。第三部分详细阐述了SRCN的设计，随着在第四部分考虑了8x8的左旋圆子阵列的设计。第五部分概述（outline）了16x16圆极化单脉冲天线阵列的设计，同时第六部分详细揭示了制造过程和实测结果。最终，在第七部分得出结论。

第二部分单脉冲天线阵列的结构

图2示出了所提出的16x16圆极化单脉冲天线阵列的整体空心结构，其可以被视为三层：四组8x8的左旋圆极化辐射层，四个1分64的功分器和一个SCRN。每组8x8的左旋圆辐射层和1分16的功分网络生成一个子阵列，然后连接到SRCN的输出端，作一个正交排布。和波束由端口1激励，同时两种类型的差波束由端口2和3激励。

‘ 回顾我们之前的使用AlSi10Mg粉末的SLM打印设计的经验，Ka波段的等效电导率和粗糙度基于实验抽离约为 $1.15 \times 10^7 S/m$ 和 $6 \mu m$ 。请注意，所提出的结构避免(refrains from)采用(incorporating)薄壁，窄槽和探针结构来保证通过SLM技术可实现的加工精度的兼容性(compatibility)。单脉冲天线阵列使用商业全波电磁求解器CST Studio Suite 2024来建模和仿真。

第三部分 SRCN设计

在一个全金属比较器的例子中，三个常规的使用方案包括基于TE21模式的耦合器，魔T,和3dB90度耦合器。在这些器件之间，基于3dB90度耦合器的比较器由低剖面的性能而突出，使得其被广泛使用。基于3dB耦合器的比较的经典拓扑被示意在图3(a)中，包含四个3dB90度耦合器和四个90度移相器。端口1-4作为输入端口，同时端口A-D作为输出端口。当场通过三个3dB耦合器和四个移相器后，其二分(bifucate)为两组同相或者反相的信号，这基于激励的输入端口。由于四个输出端口之间的同幅分布，在四个输出端口的之间的相位关系如图4(a)所示。这种比较器提供了精确的同相或者反相关系。通过连接辐射阵列和这些输出端口，可以实现和差波束。

为了实现侧面的(broadside)的圆极化辐射性能，顺序旋转网络作为一种具有吸引力的方法来提升圆极化纯度并拓宽轴比带宽，提供了一种代替膜片圆极化器或者仅仅(solely)依赖圆极化辐射单元的方法。因此，传统的比较器和顺序旋转网络之间的集成引入了一种具有前景的道路，对于单脉冲比较器提供了内部的提升CP性能。所提出的SRCN的拓扑如图3(b)所示，包含四个3dB90度耦合器和一个180度移相器，因此最小化了网络内的色散效应。此外，通过策略性地调整输出端口的位置，可以实现传统顺序旋转网络的必要条件。

所提出的SRCN的相位关系被示意在图4(b)，其中端口A被设为0度相位用来说明原理。为了更好地理解SRCN的相位关系，图5示意了当激励不同端口沿着SRCN的相位变化。当场传过一组3dB90度耦合器和一个180度相移器，其分为四个同幅但有着不同相移的信号。当端口1被激励时，当信号从A到B,B到C,和C到D传播时，有着90度相移。端口2的激励引入一个B和D相对与A和C的-90度相移。类似地，端口3的激励引入B和D相对A和C的90度相移。当端口4被激励时，当信号从A到B,B到C,和C到D传播时，有着-90度相移。理论上，SRCN的传输特性可以由(1)所得到的散射矩阵所表示，在下页的底部所示。此SRCN是一个无损的，匹配的，和互惠的(recipocal)八端口网络。

图6示意了所提出的SRCN的空气模型结构，对应着图3(b)所示的拓扑。值得一提的是，SRCN的四个输出端口沿着Z轴的朝向不同，对应连接着子阵列。在不同器件见的波导传输线的长度被小心地设计来保证连续的相移。此外，四个5阶的滤波器被集成进SRCN来扩充所提出设计的滤波特性。此处提升旨在抑制带外增益并避免不期望频带的干扰。

为了给出不同器件的详细设计步骤，3-D模型和仿真性能被示意在图7-9。值得一提的是在独立地设计了这些器件之后，它们通过有着相同横截面尺寸的波导传输线互连来实现SRCN。参数被进一步优化来提升SRCN的响应。因此，此嵌入式器件的性能独立起来可能不是最优。图7示意了3dB90度耦合器的结构和仿真结果。所设计的H面耦合器在27.5-30GHz内显示出了阻抗匹配性能(回波损耗>20dB)同时保持了一个稳定的相位关系(相差 $\leq \pm 3^o$ )和稳定的传输系数(幅度差异 $\leq 0.3dB$ )。

图8代表了180度移相器的结构和仿真结果。特别地，图8(a)显示了详细的结构，同时图8(b)示意了不同金属块深度(h1)的相位延迟。随着h1增加，相位延迟对应地提升。值得一提的是传统的类蜿蜒线传输线系统由于TE10模式的色散特性变得不切实际，其将相位延迟限制在了窄带内。如红线所示，有着蜿蜒线的波导在27.5-30GHz内有着约28度的相位不平衡。这种相位不平衡将会衰减SRCN馈电网络的相位关系并进一步降低单脉冲天线阵列的辐射性能，例如CP纯度和零点深度水平。图8(c)示意了在29Hz处的仿真电场。给定一个对于相对波导的等效长度，可以通过移相器得到一个额外的180度相移。在27.5-30GHz内，反射系数低于-20dB，传输系数由于-0.2dB,并且相差低于7度。值得一提的是所提出的移相器设计没有使用薄壁或者高精度结构。这保证了使用SLM技术可用的制造精度的兼容性。

图9显示了5阶滤波器的结构和仿真结果，示出有着5个不同极点的低于-20dB的反射系数和在27.5和30GHz内大于0.2dB的传输系数。

图10示意了所提出的SRCN在29GHz的仿真电场分布。其视觉上揭示了在工作频段内端口1-4被独立激励时的相位关系。图11示意了所提出的SRCN的仿真幅度响应。反射系数在27.5-30GHz内低于-18dB,并且传输系数从6.1变化到6.4dB。图12示意了SRCN的相差低于 $\pm 5^o$ 。这些结果保证了所提出的SRCN在实现对于集成单脉冲比较器和顺序旋转网络的所需相位关系的优秀稳定性能。

第四部分 8x8圆极化子阵列设计

在本部分，一种8x8的左旋圆极化天线阵列被提出来作为辐射阵列孔径中的子阵列。这个子阵列包含64个全金属LHCP辐射单元，和一个1分64的低剖面功分分配网络。特别地，H型全金属辐射层包括一个激励槽和一个耦合腔。在耦合腔中几个模式的适当激励保证了一个相对宽的轴比和阻抗带宽。对于此设计的演化的更多细节可以在[25]中找到。为了通过3D打印实现加工，确定的尺寸已经被优化。这些单元的结构和仿真结构被示意在图13。2-D周期结构边界被考虑了。结果显示低于11dB的回波损耗和在27.5-30GHz的低于3dB的轴比，以及约为10dBic的左旋圆极化增益和约为65度的3dB波束带宽。此LHCP辐射测的电场在一个周期内的不同时间介电的电场被示意在图14。可以看到电场矢量每T/4的时间顺时针旋转90度，这意味着实现了LHCP波束。

此1分64的低剖面功分分配网络包括1个1分16的T型结和16个1分4的垂直互连。图15表示了1分16T型结的空气模型，并且几个容性虹膜被引入来获得好的阻抗匹配性能。图16证实了仿真电场分布和S参数，揭示了能量等辐同相地分为16份。在27.5-30GHz之间反射系数低于-15dB，传输系数在-12.1--12.4dB。垂直互连，连接T型结的输出端口到CP辐射层的四个输入端口，被示意在图17中。仿真结果在图18中给出，显示了低于-17dB的反射系数和在27.5-30GHz之间的-6.1到-6.3dB的传输系数。

图19表示了8x8的LHCP的仿真反射系数和轴比。在27.5-30GHz内，回波损耗达到了15dB,轴比低于3dB。在29GHz处的仿真辐射方向图被示意在图20，展示了约27dBic的LHCP增益和一个在侧面方向交叉极化低于-17dB的约为7度的3dB波束宽度。

第五部分 16x16单脉冲天线阵列设计

图21示意了所提出的16x16单脉冲天线阵列的结构，其包含了四个正交放置的8x8LHCP子阵列。子阵列的四个输入端口与SRCN沿着z轴朝向的四个输出端口相连接。

图22示意了当生成四个和波束，差波束和第二个差波束时四个子阵列之间的输入相位分布。可以看到当生成和波束时，子阵列的输入相位关系遵循(conform to)传统的顺序旋转网络用于侧面波束。在此子阵列之间的这样的相位关系与辐射单元的圆极化特性之间耦合形成整个单脉冲天线阵列的高CP纯度的理论实现。图23示意了对于所提出的16x16CP天线阵列的四个波束类型的仿真3D辐射方向图，其证实了一种2D单脉冲天线阵列。

第六部分制造和实测

所提出的16x16圆极化单脉冲天线阵列的样品如图24所示。其被单一地(monolithically)使用利用CM2打印机器的工业级SLM技术来制造。铝合金AlSi10Mg由于其优良的电导率和生产的便利被选择。在天线阵列周围的孔洞被用于辐射方向图实测的支撑(mounting)安装.细致的努力(meticulous)被用于调整打印参数，包括设置厚度为 $20 \mu m$ 厚度的粉末层，优化待测天线的位置，使用恰当的支撑结构，和合理地调整激光能量。这些设置直接影响了打印样品的精度，实现了 $\pm 0.05mm$ 的打印容差，其达到了所提出的Ka波段的单脉冲天线阵列设计的精度要求。请注意，为了抵消铝合金的冷缩，整体的尺寸比打印之前略微增加了2.5%来抵消此效应。在打印加工之后，热处理被应用到天线阵列样品来避免潜在的长期形变。然后，喷砂(sandblast)处理被用于改善天线阵列的表面，实现一个可预估为 $6 \mu m$ 的表面粗糙度。整个16x16圆极化单脉冲天线阵列的体积是 $170 \times 170 \times 25 mm^3$ 并在相邻的辐射单元之间有着9.6mm的距离(29GHz下为 $0.93\lambda$ )。

实测设置被示意在图25.特别地，所提出的单脉冲天线阵列的S参数使用视德矢网AV3672E测试，如图25(a)所示。方向图在一个球面近场暗室测试，如图25(b)所示。在方位角和俯仰角上的样本点被设为 $3^o$ 来满足奈奎斯特定理。对于所提出的天线样品，激励端口1-3得到和波束，xoz和yoz面上的差波束。此外，端口4被作为一个虚拟(dummy)端口并装载上了波导负载。

图26显示了仿真和实测S参数结果。图26(a)示意了和差端口的反射系数。实测的三个端口重叠的-10dB阻抗匹配带宽为27.5-30GHz。实测结果与仿真结果有着较好的一致性。此外，在两个和差波束端口之间的实测隔离度达到了20dB并且两个差波束端口之间的隔离度达到了14dB，如图26(b)所示。

图27示意了和波束和xoz面和yoz上的差波束的实测和仿真辐射方向图。结果显示在实测和仿真之间吻合良好，保证了2-D单脉冲的性能。辐射方向图在两个面上显示了稳定性和对称性，并且第一副瓣电平约为-14dB。实测的交叉极化电平平均低于-30dB。3-dB波束宽度在两个面上约为 $3.5^o$ 。此外，实测的零点深度约为-24dB,同时在和差波束之间的增益比在xoz面和yoz面上低于3.2dB。

仿真和实测的轴比如图28所示意。特别地，图28(a)展示了当端口1激励时侧面和波束的轴比随着频率的变化。在工作带宽内，仿真和实测结果统一地低于0.3dB。值得一提的是实测的轴比在26GHz以下被衰减了，主要由于实测设计时较低的信噪比。然而，因为其属于（pertain to）带外性能，影响可以忽略。图28(b)显示了在29GHz处的和波束和xoz面上差波束的轴比。在两种情况下，结果低于0.7dB，显示了优秀的圆极化纯度水平。

和波束的仿真和实测增益随着频率的变化如图29(a)所示。实测的LHCP增益在工作频带内达到了32.3dBic，变化为1.6dB。相比于仿真结果，实测结果的0.8dB的减少可能是由于波导到同轴转换器的损耗和不匹配，以及SLM打印样品的额外粗糙度的不完美性。在28.8GHz的天线口径效率，一个代表性的点，基于32.3dBic的增益被计算为65%,并且152x152mm的口径尺寸A遵循：

$\eta_A =\frac{G \lambda^2}{4 \pi A}$

其中 $\lambda$ 代表自由空间的工作波长。由于滤波器和SRCN集成的好的频率选择性，单脉冲天线阵列在工作带宽以外有着20dB/GHz的增益衰减。在图29(b)中，实测的整体效率，其包括失配损耗和辐射效率，在工作频带内约为75%。此外，功率处理能力也是通过基于多pactor的Spark3D仿真来估计。所提出的天线阵列的功率容量在29GHZ达到了960kW。

为了表示所提出的单脉冲天线阵列的优势，一个与其他毫米波圆极化单脉冲天线阵列设计的性能比较被示意在表I。与[21]和[22]的相反，所提出的天线阵列在xoz和yoz面上显示出了不同的波束，保证了2-D追踪能力。与[31]中的相比，所提出的天线阵列证明了更高的增益和更紧凑的体积。所提出的天线阵列表现出了更好的(outperform)优秀效率和低剖面特性相比于在[12]和[13]中的反射天线。最重要的是，多亏了集成的SRCN设计，所提出的单脉冲天线实现了最低的带内轴比，显示了相当高的CP纯度。

第七部分：结论

在本文中，一种3D打印的有着高增益和优秀圆极化纯度的单脉冲天线阵列被提出。SCRN实现了单脉冲比较器和顺序旋转网络之间的相位关系。通过连接SRCN的输出端口到正交放置的四个低剖面LHCP子阵列，可以实现高达32.3dBic的LHCP增益和低于0.3dB轴比的16x16单脉冲。在此条件下实现这样高水平的极化纯度，辐射单元和子阵列只能达到3dB轴比阈值。此外，通过利用(leverage)SLM技术，天线的加工难度和成本显著降低。多亏了其高增益，高极化纯度，高效率，大功率容量和低剖面特性，所提出的单脉冲天线阵列设计是用于卫星通信的可靠解决方案。当所提出的单脉冲天线阵列与一个控制算法和伺服旋转技术，一个低成本的单脉冲自追踪系统能够被有效实现，此外，所提出的设计可以被拓展到V波段或者下行到X波段，同时SLM技术仍能保持其加工精度。