【P07】DIY推荐：OPA604高电压耳放

【P07】是一个比较早期的项目，后来整理的时候才编号为【P07】，这个电路比较简单，非常适合入门 DIY，而且很容易达到非常不错的效果和性能。

【P07】的架构与《无线电与电视》杂志创刊50周年纪念版耳机放大器基本相同，但是运放使用的是单运放，而且在滤波处理上有较大差别，对于噪声的处理会更好一些，因此这篇文章也有助于优化50年耳放的性能。

王世杰：《无线电与电视》杂志创刊50周年纪念版耳机放大器全解析

放大电路部分：

增益由反馈电阻 R8 和增益电阻 R5 决定，放大倍数 Gain = 1 + R8 / R5，这里约为 5 倍，但输出电阻 R19 提供了大约 2.4db 的衰减，最终最大增益由原来的 14.4db 下降为 12db，电位器在一半时的总增益为 5db。

运放：

运算放大器选择了 OPA604，因此不需要设置调零电路，它产生的输出失调电压是非常小的，同时，它的电源电压可以达到 ±24V，基本上是当前直流电路应用的最大电压。实际上作为耳放根本不需要这么高的电压，但是有很多发烧友坚信高电源电压呈现的效果要远远好于一半电压，这可能是源自于数据表给出的测试结果。

这张图表显示，随着供电电压的升高，放大器的带宽和压摆率增加，这确实是可以佐证性能正向发展，但是作为音频应用，这些提升并没有多大用处，而且运放的噪声抑制能力会减弱，功耗也会增加（详见数据表）。噪声抑制能力还是比较重要的。

输出级：

输出级是典型的推挽输出，使用两个二极管进行偏置，因此处与标准的 AB 类状态运行，要想偏置为 A 类，可以增加两个二极管与之串联，使输出晶体管一直保持导通。偏置电流约为 4.7mA，偏置电阻取值 Ri(kΩ) = ( VD - 0.7) / 4.7 ，在双 AC24V 供电时，由于 VD/VS 没有经过稳压，电压约为 ±33V，因此当前环境中 R11/R12 取值约为 6.8k，如果你调整了供电电压，可以按照这个方法重新计算取值。

注意 R11/R12 与射极电阻 R15/R16 都应该用 1/2W 电阻，射极电阻取值可以不用调整。

滤波：

低阻高敏耳机对噪声比较敏感，虽然并不建议这类耳机使用耳放输出，但是说不定你要去尝试，对抗噪声的方式主要是接地处理、电源处理和信号滤波这里只讲信号放大线路上的滤波处理。

输入耦合：C1 可以放在电位器之前（如本电路），也可以放在电位器之后。放在电位器之前会与电位器构成一阶高通滤波器，如果电容取值较小，会对低频响应有影响，如果使用 50k 电位器，取值不应小于 0.68uF，取值超过 1.2uF 时，对于 20Hz 以上就完全没有影响了，如果放在电位器后面，则与 R3 进行计算，取决于 R3 的阻值，但是会增加输出失调，在使用失调较大的运放时，本电路会好一些。
输入滤波：C3 可以对输入信号的高频干扰进行过滤，对于周围环境中的高频电磁干扰有一定的效果，但是由于它与电位器和 R1 构成低通滤波器，因此受到电位器所在位置的影响。大多取值 100pF，但在电位器处与 50% 位置时，会对 10kHz 以上的频率有一些影响，而且后面还有补偿措施，所以折中选择 47pF~56pF 比较合理。未连接 C3 与 C9 会在 1.5MHz 处出现明显的尖峰，可能出现了自激振荡（仅 OPA604 发现该现象）。

反馈补偿：C9 可以像电路中这样直接连接到运放输出端，也可以与 R8 并联，此时它的截止频率可与 R8 按照 RC 一阶低通滤波器进行计算，截止频率约为 300kHz，按照电路图中的方式，截止频率会稍微低一点，大致在 220kHz，但是具有更大的斜率，对于高频部分的影响也会更小一点。

茹贝尔网络：R21 与 C17 组成的茹贝尔网络与 R19 又构成一个低通滤波，将斜率进步加大强化滤波效果，R19 的取值会影响滤波截止频率，增大输出电阻阻值可以更有效消除底噪，但是会削减高频，现在的参数 R19 取值范围可以是 10Ω~47Ω，但是也会影响整体增益。R21 对于曲线斜率影响较大，现在设定的取值比较合理。

最终的响应曲线如下图所示，低频响应是很好的，不过要节约成本的话，使用 2.2uF 耦合电容也不会有过多的影响，高频部分受到电位器位置影响，一般电位器位于 50% 位置时高频截止频率最小，所以开到 50% 位置噪声情况最佳，但是滤波没算好的话可能会比较闷，现在这个参数下影响几乎听不出来。上面罗列出来的电容，输入耦合和茹贝尔中的电容可以是 CBB 电容或薄膜校正电容，比较小的电容则应该用陶瓷独石电容或者高频性能更好的电容，不要使用 Y 电容或瓷片电容。