首先是设计图
设计目标：整体放大约20倍。
输入电平：2V（+- 2.88V），目前主流DAC的输出电平
采用两级放大
第一级，电压放大：12AU7，放大约4倍。
第二级，功率放大：6V6GT（三极管模式，A+G2），放大约5倍。
12AU7工作点选取：
12AU7的静态工作点：
Ua1：128.2V
Ia1：3.1mA
Ug1:-4.97V
Ra1：36.0KΩ
Ri1: 11.1KΩ
Rk1（Rb1）：1.6KΩ
μ1：17.38
Av1的放大倍数：4
第一级未加负反馈时的本来增益:
A1 = ΔVa / ΔVg
从图中可知：
ΔVg = （-2.09 - -7.85）= 5.76V
ΔVa = 162.476 - 86.934 = 75.542V
12AU7的放大倍数为：
A1 = 75.542/5.76 = 13.115
而我们需要负反馈来抵消过多的增益，根据负反馈最终增益公式：
A1‘ = A1 / (1+β*A1)
其中β是负反馈系数，因为负反馈是通过Uk-t(Rb1和Rk1上的电压)来实现的串联电流反馈，因此，负反馈的量就是Rk-t上的电压。
β1 = Uk-t / Ua1，即反馈量/输出总量
β1 = Ia1 * Rk-t/ Ia1 * Ra1 = Rk-t / Ra1
带入上式
可求得Rk-t =( A1 / A1‘ – 1 ) / A1 * Ra1 = 6.255KΩ
β1 = 0.17375
β1*μ1 = 0.17375 * 17.38 = 3.02
因为偏压电阻Rb1 = 1.6KΩ，
因此，垫高的阴极电阻
Rk1 = 6.255K – 1.6K = 4.655KΩ（可用4.7K）
阴极电压为：
Vk1 = Rk-t * Ia = 6255 * 0.0031A = 19.4V
阳极电压则为：
Va1 = Va1 + Vk1 = 128.2 + 19.4 = 147.6V
而一级输入电压则为：
VB1 = 240+19.4 = 259.4V
加入负反馈后的内阻Ri‘
Ri1’ = Ri1 + Rk-T * (1 + μ1) = 11.1K + 6.255K * (1 + 17.38) = 126.067K
Zin1 输入阻抗（220K Rg）：
Zin1 = Rg1 * (1 + A1/Av1) = Rg1 * 4.279 = 941.38K
Zout1 输出阻抗：
为Ra与Ri1‘的并联电路
Zout1 = 36K * 126.067K / ( 36K + 126.067K ) = 28.003K
Cin1 容量，F选1HZ
Cin1 = 1/(2Π * Zin * F) = 1/(6.28*941.38K*1)= 1.71E-7 = 0.000,000,171 = 0.169μ
可选0.22μ电容，F在0.76887HZ
第二级：
6V6GT 工作点选取：
6V6GT的静态工作点：
Ua2：220.5V
Ia2：31.54mA
Ug2:-13.55V
μ2：9.12
Ri2: 2.3KΩ
而静态工作点的电阻值则已经计算出来：
Ra2：5KΩ
Rk2：429.5Ω（选430Ω）
第二级通过反馈电阻将负反馈返回到第二级耦合电容处，考虑反馈电阻为：470K
通过对负反馈的分析，可得等效电路：
该反馈为并联电压反馈。
现在求Rg2上的反馈电压，并求反馈量β2，将负载处将负载去掉，并在此处输入电压E（输出电压），先设输出电压为1。
// 问题：计算反馈时，是否需要计算前一级的阻抗？需要
由于是并联，Ri2对反馈无影响，而Rg2与Zout1并联的值为：
470K*28K/(470K+28K) = 26.426K
负反馈支路的分配电压是：
β2 = 26.426K/(470K + 26.426K) = 0.0532。
第二极无反馈时增益：
ΔVa = 288.072 - 130.319 = 157.753
ΔVg = 12.21*2 = 24.42
A2 = 157.753/ 24.42 = 6.46倍
β2*A2 = 0.343672
有负反馈时的增益:
Av2 = A2/ (1+A2*β2) = 6.46/ (1 + 6.46 * 0.0532) = 6.46/（1+0.344）= 4.8
加入负反馈后的增益为：4.8
为并联电压负反馈（减小输入、输出阻抗）
加入反馈后的内阻：
Ri2‘ = Ri2 / (1 + μ2 * β2) = 2.3K/（1+9.12*0.0532） = 1.549K
Zin2为：
Rfb‘ = Rfb * 1 / 1.343672 = 349.79K
Zin2 = Rfb’ // Rg2 = 349.79K//470K = 200.54K
Zout2 为：
Zout2 = Ri2‘ = 1.549K
现在需要计算的是RC耦合的组合值。
因为第一级的输出阻抗是28k，第二级的输入阻抗是200.54K，这样的话，Rg可以分配到：
Zin2/ (Zin2 + Zout1) = 200.54K/（200.54K+ 28K）= 0.877的电压。
第二级可以获得2.88*4*0.877 = 10.11V的电压净输入。
同时将f0定在5hz，则计算
Cin2 = 1/（6.28*470000*5）= 0.000,000,06775
得到Cin2的值是0.06775μ，取0.068μf。
这一级最大的放大电压为：
Uo = 10.11*Av2 = 10.11 * 4.8 = 48.528V
输出变压器上的初级电压为：
5K/（1.549K+5k）* 48.528 = 37.05V
输出交变电流的Ipp最大宽幅是30mA，则 Irms为 10.608mA
输出的交变电压Vpp为37.05V，则Vrms为13.1V
输出的功率为：10.6mA*13.1V = 0.1388W
若阻抗一致，最终大概能得到69mW的功率。
推动一般的低阻抗耳机应该足够。
如果想得到更大的功率，可以使用下面这个电路。大概能得到250mW的功率。此时有约0.3%的总失真。
也可以换成7K牛，7K牛的效果会更好一些。另外，退耦电容加大了容量，以获得更好的频响。电源需要滤波之后波纹小于1mv的稳压电路。
注意：如果是使用并联稳压电源，6V6的退耦电容就必须去掉。否则会严重影响并联稳压的效果。
